具有遲滯功能的欠壓和過(guò)壓閉鎖電路-KIA MOS管

如果電源電壓上升緩慢并且有噪聲，或者如果電源本身具有電阻（如電池中的電阻），導(dǎo)致電壓隨負(fù)載電流下降，那么當(dāng)比較器輸入超過(guò)其UVLO閾值時(shí)，比較器的輸出將在高電平和低電平之間反復(fù)切換。

這是因?yàn)椋容^器的正輸入因輸入噪聲或負(fù)載電流通過(guò)電源電阻導(dǎo)致的壓降而反復(fù)高于和低于VT閾值。

對(duì)于電池供電電路，這可能會(huì)導(dǎo)致永無(wú)休止的振蕩。使用具有遲滯功能的比較器可消除這種顫振，從而使開(kāi)關(guān)切換更順暢。

如圖3所示，遲滯比較器針會(huì)對(duì)上升（例如：VT + 100 mV）和下降輸入（例如：VT – 100 mV）提供不同的閾值。

比較器遲滯會(huì)隨RB和RT放大，使電源電平為200 mV × （RB + RT）/RB。如果電源輸入的噪聲或壓降低于該遲滯，就可以消除顫振。

如果比較器不存在遲滯或遲滯較低，則有許多方法可以增加或提高遲滯。

所有這些方法均在分壓器接頭處采用正反饋，例如：當(dāng)比較器斷路時(shí)，正在上升的比較器輸入電平會(huì)更高。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，以下等式假設(shè)比較器本身沒(méi)有遲滯。

圖3.通過(guò)在分壓器接頭與電源開(kāi)關(guān)輸出之間連接一個(gè)電阻來(lái)增加欠壓閉鎖閾值遲滯

分壓器與輸出之間的電阻（圖3）：

在分壓器接頭（比較器的正輸入）與電源開(kāi)關(guān)輸出之間增加一個(gè)電阻（RH）。

當(dāng)電源電壓從0 V開(kāi)始上升時(shí)，比較器的正輸入低于VT，比較器輸出低電平，電源開(kāi)關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。

假設(shè)由于系統(tǒng)負(fù)載，開(kāi)關(guān)輸出為0 V。因此，將RH與RB并聯(lián)，用于計(jì)算輸入閾值。上升輸入欠壓閾值為VT × （（RB || RH） + RT）/（RB || RH），其中：RB || RH = RB × RH/（RB + RH）。高于此閾值時(shí)，開(kāi)關(guān)打開(kāi)，接通系統(tǒng)電源。

為了計(jì)算下降輸入欠壓閾值，由于開(kāi)關(guān)閉合，RH與RT并聯(lián)，下降輸入欠壓閾值為：VT × （RB + （RT || RH））/RB，其中 RT || RH = RT × RH/（RT + RH）。

如果比較器本身存在一定遲滯，則使用上一個(gè)等式中的上升或下降比較器閾值代替VT。

圖1中的示例，VT = 1 V且RT = 10 × RB，如果不存在比較器遲滯或RH，則上升和下降閾值為11 V。

如圖3所示，增加RH = 100 × RB，則上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為10.09 V；也就是說(shuō)，遲滯為1.01 V。該方法對(duì)OVLO無(wú)效，因?yàn)檩斎腚娖缴仙龝?huì)關(guān)閉電源開(kāi)關(guān)，從而導(dǎo)致RH將比較器輸入電平拉低（這樣會(huì)再次打開(kāi)開(kāi)關(guān)）而不是拉高。

連接開(kāi)關(guān)電阻（圖4）：

增加遲滯的另一個(gè)方法就是連接可以改變底部電阻有效值的開(kāi)關(guān)電阻。開(kāi)關(guān)電阻可以并聯(lián)（圖4a），也可以串聯(lián)（圖4b）。

我們來(lái)看看圖4a：當(dāng)VIN為低電平（比如說(shuō)為0 V）時(shí)，比較器的輸出（UV或OV）節(jié)點(diǎn)）為高電平，從而打開(kāi)N溝道MOSFET M1，并將RH與RB并聯(lián)連接。

假設(shè)M1的導(dǎo)通電阻與RH相比可以忽略不計(jì)，或可以包含在RH的值中。上升輸入閾值與圖3中的相同：VT × （（RB || RH） + RT）/（RB || RH）。

一旦VIN高于該閾值，比較器輸出就會(huì)變?yōu)榈碗娖剑瑥亩P(guān)閉M1，并斷開(kāi)RH與分壓器的連接。

因此，下降輸入閾值與圖1中的相同：VT × （RB + RT）/RB。繼續(xù)我們的示例，VT = 1 V，RT = 10 × RB且RH = 100 × RB，上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為11 V；

也就是說(shuō)，RH產(chǎn)生了100 mV的遲滯。該方法和下述方法均可用于欠壓或過(guò)壓閉鎖，因?yàn)槠溆猛救Q于比較器輸出打開(kāi)電源開(kāi)關(guān)的方式（未顯示）。

圖4.使用開(kāi)關(guān)（a）分流電阻或電流和（b）串聯(lián)電阻增加欠壓或過(guò)壓閉鎖閾值遲滯

圖4b的配置可得出上升輸入閾值為：VT × （RB + RT）/RB，下降輸入閾值為：VT × （RB + RH + RT）/（RB + RH）。

圖4中的RH = RB/10，因此上升輸入閾值為11 V，下降閾值為10.091 V，也就是說(shuō)，遲滯為909 mV。這表明，圖4b配置需要一個(gè)更小的RH才能產(chǎn)生更大的遲滯。

連接電流源（圖4a）：

圖4a的電阻RH可以使用電流源IH代替。該方法適用于LTC4417和LTC4418優(yōu)先級(jí)控制器。當(dāng)VIN為低電平時(shí)，比較器的高電平輸出使能IH。輸入閾值上升時(shí)，比較器的負(fù)輸入為VT。

因此，RT中的電流為IH + VT/RB，得出的上升閾值為：VT + （IH + VT /RB） × RT = VT × （RB + RT）/RB + IH × RT。

一旦VIN高于該閾值，比較器的低電平輸出就會(huì)關(guān)閉IH。因此，下降閾值與圖1中的相同：VT × （RB + RT）/RB，且輸入閾值遲滯為：IH × RT。

電阻分壓器偏置電流

之前的等式假設(shè)比較器輸入端的輸入偏置電流為0，而示例只考慮了電阻比，而未考慮絕對(duì)值。比較器輸入同時(shí)具有輸入失調(diào)電壓（VOS）、參考誤差（也可以與VOS合并），以及輸入偏置電流或漏電流（ILK）。

如果分壓器偏置電流（圖1跳變點(diǎn)處的VT/RB）明顯大于輸入漏電流，則零泄漏假設(shè)成立。例如，如果分壓器電流是輸入漏電流的100倍時(shí)，漏電流引起的輸入閾值誤差將保持在1%以下。

另一種方法是比較漏電流引起的閾值誤差與失調(diào)電壓引起的閾值誤差。

考慮比較器的非理想因素，圖1輸入欠壓閾值等式變?yōu)椋海╒T ± VOS） × （RB + RT）/RB ± ILK × RT（類似于之前的遲滯電流等式），可重寫為：（VT ± VOS ± ILK × RB × RT/（RB + RT）） × （RB + RT）/RB。

輸入漏電流表現(xiàn)為比較器閾值電壓誤差，通過(guò)選擇適當(dāng)?shù)碾娮瑁梢员M可能降低該誤差（相對(duì)于失調(diào)電壓），也就是，ILK × （RB || RT） 《 VOS。

舉個(gè)例子，LTC4367欠壓和過(guò)壓保護(hù)控制器UV和OV引腳的最大漏電流為±10 nA，而UV/OV引腳比較器的500 mV閾值失調(diào)電壓為±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。

根據(jù)預(yù)算，±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失調(diào)電壓的一半）漏電流產(chǎn)生的閾值誤差為：RB || RT 《 3 mV/10 nA = 300 kΩ。

要使用0.5 V比較器閾值設(shè)置11 V輸入欠壓閾值，則要求：RT = RB × 10.5 V/0.5 V = 21 × RB。

因此，RB || RT = 21 × RB/22 《 300 kΩ，則RB 《 315.7 kΩ。對(duì)于RB來(lái)說(shuō)，最接近1%的標(biāo)準(zhǔn)值為309 kΩ，得出的RT為6.49 MΩ。

跳變點(diǎn)處的分壓器偏置電流為0.5 V/309 kΩ = 1.62 μA，是10 nA漏電流的162倍。為了在不增加比較器輸入漏電流導(dǎo)致的閾值誤差的情況下盡可能降低分壓器電流，這種分析至關(guān)重要。

結(jié)論

在基于比較器的相同控制電路中，利用電阻分壓器可輕松調(diào)整電源欠壓和過(guò)壓閉鎖閾值。電源噪聲或電阻需要閾值遲滯，以防止電源超過(guò)閾值時(shí)出現(xiàn)電源開(kāi)關(guān)打開(kāi)和關(guān)閉顫振。本文介紹了實(shí)現(xiàn)欠壓和過(guò)壓閉鎖遲滯的一些不同方法。

基本原理是比較器斷路時(shí)，在分壓器接頭處會(huì)產(chǎn)生一些正反饋。增加或提高保護(hù)控制器IC遲滯時(shí)，有些方法取決于比較器輸出或IC輸出引腳的類似信號(hào)的可用性。選擇電阻值時(shí)，應(yīng)注意避免使比較器的輸入漏電流成為閾值誤差的主要來(lái)源。

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