提高開關(guān)電源效率及可靠性之半橋諧振LLC+CoolMOS開關(guān)管-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2019-07-11
半橋諧振LLC+CoolMOS開關(guān)管？電路結(jié)構(gòu)，半橋結(jié)構(gòu)如圖所示，它是兩個功率開關(guān)器件（如 MOS 管）以圖騰柱的形式相連接，以中間點作為輸出，提供方波信號。這種結(jié)構(gòu)在 PWM 電機控制、DC-AC逆變、電子鎮(zhèn)流器等場合有著廣泛的應(yīng)用。半橋結(jié)構(gòu)如圖所示，它是兩個功率開關(guān)器件（如 MOS 管）以圖騰柱的形式相連接，以中間點作為輸出，提供方波信號。
這種結(jié)構(gòu)在 PWM 電機控制、DC-AC逆變、電子鎮(zhèn)流器等場合有著廣泛的應(yīng)用。上下兩個管子由反相的信號控制，當一個功率管開時，另一個關(guān)斷，這樣在輸出點 OUT 就得到電壓從 0 到 VHV的脈沖信號。由于開關(guān)延時的存在，當其中的一個管子?xùn)艠O信號變?yōu)榈蜁r，它并不會立刻關(guān)斷，因此一個管子必須在另一個管子關(guān)斷后一定時間方可開啟，以防止同時開啟造成的電流穿通，這個時間稱為死區(qū)時間，如圖中Td所示。
下圖為半橋電路結(jié)構(gòu)及高低側(cè)驅(qū)動信號，半橋電路相較全橋電路具有成本低、控制相對容易的優(yōu)勢，但是由于半橋電路的變壓器輸入電壓僅為約正負(1/2)Vin，相較全橋電路當輸入電壓輸出電壓相同時，傳遞相同的功率半橋電路原邊開關(guān)管承受的電流應(yīng)力要比全橋電路大得多（約為兩倍），半橋電路一般應(yīng)用于中小功率（1KW以下）場合。
近來，LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設(shè)計工程師的青睞，但是這種軟開關(guān)拓撲對MOSFET 的要求卻超過了以往任何一種硬開關(guān)拓撲。特別是在電源啟機，動態(tài)負載，過載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復(fù)體二極管 ，低Qg 和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統(tǒng)的可靠性。
長期以來， 提升電源系統(tǒng)功率密度，效率以及系統(tǒng)的可靠性一直是研發(fā)人員面臨的重大課題。提升電源的開關(guān)頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會影響到功率器件的開關(guān)損耗，使得提升頻率對硬開關(guān)拓撲來說效果并不十分明顯，硬開關(guān)拓撲已經(jīng)達到了它的設(shè)計瓶頸。
而此時，軟開關(guān)拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點受到廣大設(shè)計工程師的追捧。但是這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。
LLC 拓撲的以下特點使其廣泛的應(yīng)用于各種開關(guān)電源之中：
1. LLC 轉(zhuǎn)換器可以在寬負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關(guān)。
2. 能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，同時開關(guān)頻率變化相對很小。
3. 采用頻率控制，上下管的占空比都為50%.
4. 減小次級同步整流MOSFET的電壓應(yīng)力 ，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本。
5. 無需輸出電感 ，可以進一步降低系統(tǒng)成本。
6. 采用更低電壓的同步整流MOSFET, 可以進一步提升效率。
圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線路和工作波形。如圖1所示LLC轉(zhuǎn)換器包括兩個功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5;諧振電容 Cr,副邊匝數(shù)相等的中心抽頭變壓器Tr,等效電感Lr,勵磁電感Lm,全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。
圖1 LLC諧振變換器的典型線路
圖2 LLC諧振變換器的工作波形
而LLC有兩個諧振頻率，Cr, Lr 決定諧振頻率fr1; 而Lm, Lr, Cr決定諧振頻率fr2。
系統(tǒng)的負載變化時會造成系統(tǒng)工作頻率的變化，當負載增加時， MOSFET開關(guān)頻率減小， 當負載減小時，開關(guān)頻率增大。
1、LLC諧振變換器的工作時序
LLC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下。
1）〔t1,t2〕
Q1關(guān)斷，Q2開通，電感Lr和Cr進行諧振，次級D1關(guān)斷，D2開通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時能量從Cr, Lr轉(zhuǎn)換至次級。直到Q2關(guān)斷。
2）〔t2,t3〕
Q1和Q2同時關(guān)斷，此時處于死區(qū)時間， 此時電感Lr, Lm電流 給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin.
次級D1和D2關(guān)斷 Vd1=Vd2=0, 當Q1開通時該相位結(jié)束。
3）〔t3,t4〕
Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷。D1導(dǎo)通， D2關(guān)斷， 此時Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, 此時Ls的電流通過Q1返回到Vin,直到Lr的電流為零次相位結(jié)束。
4）〔t4,t5〕
Q1導(dǎo)通， Q2關(guān)斷， D1導(dǎo)通， D2關(guān)斷，Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, Lr的電流反向通過Q1流回功率地。能量從輸入轉(zhuǎn)換到次級，直到Q1關(guān)斷該相位結(jié)束
5）〔t5,t6）
Q1,Q2同時關(guān)斷， D1,D2關(guān)斷， 原邊電流I（Lr+Lm）給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。此時Q2二極管開始導(dǎo)通。Q2開通時相位結(jié)束。
6）〔t6,t7〕
Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通，D1關(guān)斷， D2 開通，Cr和Ls諧振在頻率fr1, Lr 電流經(jīng)Q2回到地。當Lr電流為零時相位結(jié)束。
2、LLC諧振轉(zhuǎn)換器異常狀態(tài)分析
以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來我們分析LLC轉(zhuǎn)換器在啟機， 短路， 動態(tài)負載下的工作情況。
A、啟機狀態(tài)分析
通過LLC仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機第一個開關(guān)周期，上下管會同時出現(xiàn)一個短暫的峰值電流Ids1和Ids2。由于MOSFET Q1開通時會給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時充電結(jié)束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過MOSFET Q1給Q2結(jié)電容Coss的充電而產(chǎn)生。
圖3 LLC 仿真波形
我們將焦點放在第二個開關(guān)周期時如圖4,我們發(fā)現(xiàn)此時也會出現(xiàn)跟第一個開關(guān)周期類似的尖峰電流，而且峰值會更高，同時MOSFET Q2 Vds也出現(xiàn)一個很高的dv/dt峰值電壓。那么這個峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢？我們來做進一步的研究。
圖4 第二個開關(guān)周期波形圖
對MOSFET結(jié)構(gòu)有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET內(nèi)部其實寄生有一個體二極管，跟普通二極管一樣在截止過程中都需要中和載流子才能反向恢復(fù)， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個反向恢復(fù)快速完成，而反向恢復(fù)所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關(guān)，而體二極管的反向恢復(fù)同樣需要在體二極管兩端加上一個反向電壓。
在啟機時加在二極管兩端的電壓Vd=Id2 x Ron. 而Id2在啟機時幾乎為零，而二極管在Vd較低時需要很長的時間來進行反向恢復(fù)。如果死區(qū)時間設(shè)置不夠，如圖5所示高的dv/dt會直接觸發(fā)MOSFET內(nèi)的BJT從而擊穿 MOSFET。
圖5 高的dv/dt會直接觸發(fā)MOSFET內(nèi)的BJT從而擊穿 MOSFET
通過實際的測試 ，我們可以重復(fù)到類似的波形，第二個開關(guān)周期產(chǎn)生遠比第一個開關(guān)周期高的峰值電流，同時當MOSFET在啟機的時dv/dt高118.4V/ns. 而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機時存在風險。
圖6 實際測試的波形
B、異常狀態(tài)分析
下面我們繼續(xù)分析在負載劇烈變化時，對LLC拓撲來說存在那些潛在的風險。
在負載劇烈變化時，如短路，動態(tài)負載等狀態(tài)時，LLC電路的關(guān)鍵器件MOSFET同樣也面臨著挑戰(zhàn)。
通常負載變化時LLC 都會經(jīng)歷以下3個狀態(tài)。我們稱之為硬關(guān)斷， 而右圖中我們可以比較在這3個時序當中，傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS內(nèi)部載流子變化的不同， 以及對MOSFET帶來的風險。
時序1, Q2零電壓開通，反向電流經(jīng)過MOSFET和體二極管， 此時次級二極管D2開通，D1關(guān)段。
傳統(tǒng)MOSFET此時電子電流經(jīng)溝道區(qū)，從而減少空穴數(shù)量。
CoolMOS此時同傳統(tǒng)MOSFET一樣電子電流經(jīng)溝道，穴減少，不同的是此時CoolMOS 的P井結(jié)構(gòu)開始建立。
時序2, Q1和Q2同時關(guān)斷，反向電流經(jīng)過MOSFETQ2體二極管。
Q1和Q2關(guān)斷時對于傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS來說內(nèi)部電子和空穴路徑和流向并沒有太大的區(qū)別。
時序3, Q1此時開始導(dǎo)通，由于負載的變化，此時MOSFET Q2的體二極管需要很長的時間來反向恢復(fù)。當二極管反向恢復(fù)沒有完成時MOSFET Q2出現(xiàn)硬關(guān)斷，此時Q1開通，加在Q2體二極管上的電壓會在二極管形成一個大電流從而觸發(fā)MOSFET內(nèi)部的BJT造成雪崩。
-傳統(tǒng)MOSFET此時載流子抽出，此時電子聚集在PN節(jié)周圍， 空穴電流擁堵在PN節(jié)邊緣。
-CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時空穴電流在已建立好的P井結(jié)構(gòu)中流動，并無電子擁堵現(xiàn)象。
綜上， 當LLC電路出現(xiàn)過載，短路，動態(tài)負載等條件下，一旦二極管在死區(qū)時間不能及時反向恢復(fù)， 產(chǎn)生的巨大的復(fù)合電流會觸發(fā)MOSFET內(nèi)部的BJT使MOSFET失效。有的 CoolMOS采用Super Juction結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)在MOSFET硬關(guān)斷的狀態(tài)下，載流子會沿垂直構(gòu)建的P井中復(fù)合， 基本上沒有側(cè)向電流， 大大減少觸發(fā)BJT的機會。
通過以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區(qū)時間，可以提供足夠的二極管反向恢復(fù)時間同時降低高dv/dt, di/dt 對LLC電路造成的風險。但是增加死區(qū)時間是唯一的選擇么？下面我們進一步分析如何夠降低風險提升系統(tǒng)效率。
對于LLC 電路來說死區(qū)時間的初始電流為
而LLC能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS必須滿足
而最小勵磁電感為
根據(jù)以上3個等式，我們可以通過以下三種方式讓LLC實現(xiàn)ZVS。
第一， 增加Ipk。
第二， 增加死區(qū)時間。
第三， 減小等效電容Ceq即Coss。
從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會增加電感尺寸以及成本，增加死區(qū)時間會降低正常工作時的電壓，而最好的選擇無疑是減小Coss,因為減小無須對電路做任何調(diào)整，只需要換上一個Coss相對較小MOSFET即可。
LLC 拓撲廣泛的應(yīng)用于各種開關(guān)電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開關(guān)拓撲，軟開關(guān)LLC諧振拓撲不僅僅對MOSFET的導(dǎo)通電阻（導(dǎo)通損耗）、Qg（開關(guān)損耗）有要求，同時對于如何能夠有效的實現(xiàn)軟開關(guān)，如何降低失效率，提升系統(tǒng)可靠性，降低系統(tǒng)的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss,有的可高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開關(guān)電源具有更高的效率和可靠性。
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